X- und Ku-Band-Small-Form-Factor-Funkdesign

Viele Luft- und Raumfahrt- und Verteidigungselektroniksysteme in den Bereichen Satcom, Radar und EW/SIGINT benötigen seit langem Zugang zu einem Teil oder allen der X- und Ku-Frequenzbänder. Da sich diese Anwendungen auf tragbarere Plattformen wie unbemannte Luftfahrzeuge (UAVs) und Handfunkgeräte verlagern, ist es entscheidend, neue Funkdesigns mit kleinem Formfaktor und geringer Leistung zu entwickeln, die in den X- und Ku-Bändern arbeiten und gleichzeitig ein sehr hohes Niveau von Leistung. Dieser Artikel beschreibt eine neue Hochfrequenz-ZF-Architektur, die Größe, Gewicht, Leistung und Kosten sowohl des Empfängers als auch des Senders drastisch reduziert, ohne die Systemspezifikationen zu beeinträchtigen. Die resultierende Plattform ist außerdem modularer, flexibler und softwaredefinierter als bestehende Funkdesigns. Einführung In den letzten Jahren gab es immer mehr Bemühungen, in HF-Systemen größere Bandbreiten, höhere Leistung und niedrigere Leistung zu erreichen, während gleichzeitig der Frequenzbereich vergrößert und die Größe verringert wurde. Dieser Trend war ein Treiber für technologische Verbesserungen, die eine stärkere Integration von HF-Komponenten als bisher ermöglicht haben. Es gibt viele Treiber, die diesen Trend vorantreiben. Satcom-Systeme sehen gewünschte Datenraten von bis zu 4 Gbit/s, um das Senden und Empfangen von Terabyte an gesammelten Daten pro Tag zu unterstützen. Diese Anforderung zwingt Systeme dazu, im Ku- und Ka-Band zu arbeiten, da bei diesen Frequenzen größere Bandbreiten und höhere Datenraten leichter zu erreichen sind. Dieser Bedarf bedeutet eine höhere Kanaldichte und eine größere Bandbreite pro Kanal. Ein weiterer Bereich mit steigenden Leistungsanforderungen liegt in der EW- und Signalintelligenz. Die Abtastraten für solche Systeme nehmen zu, was den Bedarf an Systemen mit einer schnell abstimmbaren PLL und einer großen Bandbreitenabdeckung erhöht. Das Streben nach geringerer Größe, Gewicht und Leistung (SWaP) und stärker integrierten Systemen ergibt sich aus dem Wunsch, Handgeräte im Feld zu betreiben sowie die Kanaldichte in großen ortsfesten Systemen zu erhöhen. Die Weiterentwicklung von Phased Arrays wird auch durch die weitere Integration von HF-Systemen auf einem einzigen Chip ermöglicht. Da die Integration die Transceiver immer kleiner macht, ermöglicht sie jedem Antennenelement seinen eigenen Transceiver, was wiederum den Übergang von analogem Beamforming zu digitalem Beamforming ermöglicht. Digitales Beamforming bietet die Möglichkeit, mehrere Strahlen gleichzeitig von einem einzigen Array zu verfolgen. Phased-Array-Systeme haben eine Vielzahl von Anwendungen, sei es für Wetterradar, EW-Anwendungen oder gerichtete Kommunikation. Bei vielen dieser Anwendungen ist der Antrieb zu höheren Frequenzen unvermeidlich, da die Signalumgebung bei niedrigeren Frequenzen stärker überlastet wird. In diesem Artikel werden diese Herausforderungen mit einer hochintegrierten Architektur auf der Grundlage des AD9371-Transceivers als ZF-Empfänger und -Sender angegangen, die das Entfernen einer gesamten ZF-Stufe und der zugehörigen Komponenten ermöglicht. Enthalten ist ein Vergleich zwischen herkömmlichen Systemen und dieser vorgeschlagenen Architektur sowie Beispiele dafür, wie diese Architektur durch einen typischen Entwurfsprozess implementiert werden kann. Insbesondere ermöglicht die Verwendung eines integrierten Transceivers eine erweiterte Frequenzplanung, die in einem Standard-Transceiver vom Superheterodyn-Typ nicht verfügbar ist. Überblick über die Superheterodyn-Architektur Die Superheterodyn-Architektur ist aufgrund der erreichbaren hohen Leistung seit vielen Jahren die Architektur der Wahl. Eine Superheterodyn-Empfängerarchitektur besteht typischerweise aus einer oder zwei Mischstufen, die in einen Analog-Digital-Wandler (ADC) eingespeist werden. Eine typische Superheterodyn-Transceiver-Architektur ist in Abbildung 1 zu sehen.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= 'Abbildung 1'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 1. Traditionelle X- und Ku-Band Superheterodyne empfangen und senden Signalketten. Die erste Umwandlungsstufe wandelt die Eingangs-HF-Frequenzen aufwärts oder abwärts in ein Außerband-Spektrum um. Die Frequenz der ersten ZF (Zwischenfrequenz) hängt von der Frequenz- und Spurplanung sowie der Mischerleistung und verfügbaren Filtern für das HF-Frontend ab. Die erste ZF wird dann auf eine niedrigere Frequenz übersetzt, die der ADC digitalisieren kann. Obwohl ADCs beeindruckende Fortschritte in ihrer Fähigkeit gemacht haben, höhere Bandbreiten zu verarbeiten, liegt ihre Obergrenze heute bei etwa 2 GHz für eine optimale Leistung. Bei höheren Eingangsfrequenzen gibt es Kompromisse bei der Leistung vs. Eingangsfrequenz, die berücksichtigt werden muss, sowie die Tatsache, dass höhere Eingangsraten höhere Taktraten erfordern, die die Leistung in die Höhe treiben. Neben den Mischern gibt es Filter, Verstärker und Stufenabschwächer. Die Filterung wird verwendet, um unerwünschte Signale außerhalb des Bandes (OOB) zu unterdrücken. Wenn nicht markiert, können diese Signale Störsignale erzeugen, die auf ein gewünschtes Signal fallen und eine Demodulation erschweren oder unmöglich machen. Die Verstärker stellen die Rauschzahl und die Verstärkung des Systems ein und bieten eine ausreichende Empfindlichkeit, um kleine Signale zu empfangen, während sie nicht so viel liefern, dass der ADC übersättigt wird. Eine weitere zu beachtende Sache ist, dass diese Architektur häufig Oberflächenwellenfilter (SAW) erfordert, um die strengen Filteranforderungen für Antialiasing im ADC zu erfüllen. Mit SAW-Filtern kommt ein scharfer Roll-Off, um diese Anforderungen zu erfüllen. Es werden jedoch auch eine signifikante Verzögerung sowie Welligkeit eingeführt. Ein Beispiel für einen Superheterodyn-Empfänger-Frequenzplan für das X-Band ist in Abbildung 2 dargestellt. Bei diesem Empfänger ist es erwünscht, zwischen 8 GHz und 12 GHz mit einer 200 MHz Bandbreite zu empfangen. Das gewünschte Spektrum mischt sich mit einem abstimmbaren lokalen Oszillator (LO), um eine ZF bei 5.4 GHz zu erzeugen. Die 5.4 GHz IF mischt sich dann mit einem 5 GHz LO, um die letzte 400 MHz IF zu erzeugen. Die endgültige ZF reicht von 300 MHz bis 500 MHz, einem Frequenzbereich, in dem viele ADCs eine gute Leistung erbringen können.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= 'Abbildung 2'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 2. Beispiel-Frequenzplan für einen X-Band-Empfänger. Empfängerspezifikationen – worauf es ankommt Abgesehen von den bekannten Spezifikationen für Verstärkung, Rauschzahl und Schnittpunkt dritter Ordnung sind einige typische Spezifikationen, die die Frequenzplanung für jede Empfängerarchitektur beeinflussen, Spiegelreflexion, ZF-Unterdrückung, selbsterzeugte Störsignale und LO-Strahlung. Bildspuren – HF außerhalb des interessierenden Bandes, die sich mit LO mischt, um einen Ton in ZF zu erzeugen. ZF-Störungen – HF bei ZF-Frequenz, die vor dem Mischer durch die Filterung schleicht und als Ton in der ZF erscheint. LO-Strahlung – HF vom LO, die zum Eingangsanschluss der Empfängerkette austritt. LO-Strahlung ermöglicht eine Detektion, selbst wenn nur ein Empfangsbetrieb erfolgt (siehe Abbildung 3).       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- page/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435 ' alt='Abbildung 3'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 3. LO-Strahlung, die durch das Frontend zurückleckt. Selbsterzeugte Störsignale – Störimpulse bei ZF, die aus dem Mischen von Takten oder lokalen Oszillatoren innerhalb des Empfängers resultieren. Die Spezifikationen zur Bildunterdrückung gelten sowohl für die erste als auch für die zweite Mischstufe. In einer typischen Anwendung für X- und Ku-Band kann die erste Mischstufe um eine hohe ZF im Bereich von 5 GHz bis 10 GHz zentriert sein. Eine hohe ZF ist hier wünschenswert, da das Bild bei Ftune + 2 × ZF fällt, wie in Abbildung 4 gezeigt. Je höher also die ZF ist, desto weiter fällt das Bildband ab. Dieses Spiegelband muss vor dem Auftreffen auf den ersten Mischer zurückgewiesen werden, da sonst Außerbandenergie in diesem Bereich in der ersten ZF als störend erscheint. Dies ist einer der Hauptgründe, warum typischerweise zwei Mischstufen verwendet werden. Wenn es eine einzige Mischstufe mit einer ZF im Bereich von Hunderten von MHz gäbe, wäre die Spiegelfrequenz im vorderen Ende des Empfängers sehr schwer zu unterdrücken.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Abbildung 4'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 4. Bilder mischen sich in IF. Auch für den zweiten Mischer existiert ein Spiegelband, wenn die erste ZF auf die zweite ZF herunterkonvertiert wird. Da die zweite ZF eine niedrigere Frequenz hat (von einigen hundert MHz bis zu 2 GHz), können die Filteranforderungen des ersten ZF-Filters ziemlich unterschiedlich sein. Für eine typische Anwendung, bei der die zweite ZF einige hundert MHz beträgt, kann die Filterung bei einer ersten Hochfrequenz-ZF sehr schwierig sein, was große kundenspezifische Filter erfordert. Dies kann aufgrund der hohen Frequenz und der typischerweise engen Unterdrückungsanforderungen häufig der am schwierigsten zu konstruierende Filter im System sein. Zusätzlich zur Spiegelfrequenzunterdrückung müssen die LO-Leistungspegel, die vom Mischer zum Empfangseingang zurückkommen, aggressiv gefiltert werden. Dadurch wird sichergestellt, dass der Benutzer aufgrund der abgestrahlten Leistung nicht erkannt werden kann. Um dies zu erreichen, sollte der LO weit außerhalb des HF-Durchlassbandes platziert werden, um sicherzustellen, dass eine angemessene Filterung realisiert werden kann. Einführung in die High-IF-Architektur Das neueste Angebot an integrierten Transceivern umfasst den AD9371, einen 300 MHz bis 6 GHz Direktumwandlungs-Transceiver mit zwei Empfangs- und zwei Sendekanälen. Die Empfangs- und Sendebandbreite ist von 8 MHz bis 100 MHz einstellbar und kann für Frequenzduplex (FDD) oder Zeitduplex (TDD)-Betrieb konfiguriert werden. Das Teil ist in einem 12-mm2-Gehäuse untergebracht und verbraucht ~3 W im TDD-Modus bzw. ~5 W im FDD-Modus. Mit der Weiterentwicklung der Quadraturfehlerkorrektur (QEC)-Kalibrierungen wird eine Spiegelfrequenzunterdrückung von 75 dB bis 80 dB erreicht.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Abbildung 5'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 5. Blockschaltbild des Direktumwandlungs-Transceivers AD9371. Die Leistungssteigerung der integrierten Transceiver-ICs hat eine neue Möglichkeit eröffnet. Der AD9371 enthält den zweiten Mischer, zweite ZF-Filterung und -Verstärkung und einen ADC mit variabler Dämpfung sowie digitale Filterung und Dezimierung der Signalkette. In dieser Architektur kann der AD9371 mit einem Abstimmbereich von 300 MHz bis 6 GHz auf eine Frequenz zwischen 3 GHz und 6 GHz abgestimmt werden und die erste ZF direkt empfangen (siehe Abbildung 6). Mit einer Verstärkung von 16 dB, NF von 19 dB und OIP3 von 40 dBm bei 5.5 GHz ist der AD9371 ideal als ZF-Empfänger spezifiziert.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435 ' alt='Abbildung 6'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 6. X- oder Ku-Band-Transceiver mit AD9371 als ZF-Empfänger. Mit der Verwendung des integrierten Transceivers als ZF-Empfänger entfällt die Bildbeeinflussung durch den zweiten Mischer wie beim Superheterodyn-Empfänger. Dies kann die erforderliche Filterung im ersten ZF-Streifen stark reduzieren. Es muss jedoch noch eine gewisse Filterung vorhanden sein, um Effekte zweiter Ordnung im Transceiver zu berücksichtigen. Der erste ZF-Streifen sollte nun das Doppelte der ersten ZF-Frequenz filtern, um diese Effekte zu negieren – eine viel einfachere Aufgabe, als das zweite Bild und den zweiten LO herauszufiltern, der bis zu mehreren hundert MHz betragen kann. Diese Filteranforderungen können typischerweise mit kostengünstigen, kleinen Standard-LTCC-Filtern erfüllt werden. Dieses Design bietet zudem eine hohe Flexibilität des Systems und kann problemlos für verschiedene Anwendungen wiederverwendet werden. Eine Möglichkeit, Flexibilität bereitzustellen, besteht in der ZF-Frequenzauswahl. Eine allgemeine Faustregel für die ZF-Auswahl ist, sie in einen Bereich zu legen, der 1 GHz bis 2 GHz höher ist als die gewünschte Spektrumbandbreite durch die Front-End-Filterung. Wenn der Designer beispielsweise 4 GHz Spektralbandbreite von 17 GHz bis 21 GHz durch den Front-End-Filter wünscht, kann die ZF auf eine Frequenz von 5 GHz gelegt werden (1 GHz über der gewünschten Bandbreite von 4 GHz). Dies ermöglicht eine realisierbare Filterung im Frontend. Wenn nur 2 GHz Bandbreite gewünscht wird, könnte eine ZF von 3 GHz verwendet werden. Darüber hinaus ist es aufgrund der Software-definierbaren Natur des AD9371 einfach, die ZF für Cognitive Radio-Anwendungen im laufenden Betrieb zu ändern, bei denen Blockierungssignale bei der Erkennung vermieden werden können. Die leicht einstellbare Bandbreite des AD9371 von 8 MHz bis 100 MHz ermöglicht außerdem die Vermeidung von Interferenzen in der Nähe des interessierenden Signals. Mit dem hohen Integrationsgrad in der Hoch-ZF-Architektur erhalten wir eine Empfängersignalkette, die etwa 50% des Platzes einnimmt, der für ein äquivalentes Superheterodyn benötigt wird, während der Stromverbrauch um 30% gesenkt wird. Außerdem ist die Architektur mit hoher ZF ein flexiblerer Empfänger als die Superheterodyn-Architektur. Diese Architektur ist ein Enabler für Märkte mit niedrigem SWaP, in denen eine geringe Größe ohne Leistungsverlust erwünscht ist. Planung der Empfängerfrequenz mit der Architektur mit hoher ZF Einer der Vorteile der Architektur mit hoher ZF ist die Möglichkeit, die ZF abzustimmen. Dies kann insbesondere dann von Vorteil sein, wenn versucht wird, einen Frequenzplan zu erstellen, der störende Stiche vermeidet. Eine störende Spur kann entstehen, wenn sich das empfangene Signal mit dem LO im Mischer mischt und eine m × n-Spur erzeugt, die nicht der gewünschte Ton im ZF-Band ist. Der Mischer erzeugt Ausgangssignale und Störsignale gemäß der Gleichung m × RF ± n × LO, wobei m und n ganze Zahlen sind. Das empfangene Signal erzeugt eine m × n-Störung, die in das ZF-Band fallen kann, und in bestimmten Fällen kann der gewünschte Ton eine Überkreuzungs-Störung bei einer bestimmten Frequenz verursachen. Betrachten wir zum Beispiel ein System, das für den Empfang von 12 GHz bis 16 GHz mit einer ZF bei 5.1 GHz ausgelegt ist, wie in Abbildung 7, können die m × n Spiegelfrequenzen, die dazu führen, dass eine Spur im Band auftaucht, mit der folgenden Gleichung ermittelt werden: : &amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='Abbildung 7'&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;gt; Abbildung 7. 12 GHz bis 16 GHz Empfänger- und Senderarchitektur mit hoher ZF. In dieser Gleichung sind HF die HF-Frequenzen am Eingang des Mischers, die bewirken, dass ein Ton in die ZF fällt. Nehmen wir zur Veranschaulichung ein Beispiel. Wenn der Empfänger auf 13 GHz abgestimmt ist, liegt die LO-Frequenz bei 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Setzt man diese Werte in die vorherige Gleichung ein und lässt m und n von 0 bis 3 zu, erhalten wir die folgende Gleichung für RF: Die Ergebnisse sind in der folgenden Tabelle aufgeführt: Tabelle 1. M × N Spurious Table für 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 In der Tabelle zeigt die erste Zeile/vierte Spalte das gewünschte 13-GHz-Signal, das sich aus einem 1 × 1-Produkt im Mischer ergibt. Die fünfte Spalte/vierte Reihe und die achte Spalte/dritte Reihe zeigen potenziell problematische In-Band-Frequenzen, die als Spurs in Band auftreten können. Beispielsweise liegt ein 15.55 GHz-Signal innerhalb des gewünschten Bereichs von 12 GHz bis 16 GHz. Ein Ton bei 15.55 GHz am Eingang mischt sich mit dem LO, um einen 5.1 GHz-Ton zu erzeugen (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). Die anderen Reihen (2, 3, 4, 6, 7 und 9) können ebenfalls ein Problem darstellen, aber aufgrund ihrer Außerbandigkeit können sie vom Eingangsbandpassfilter gefiltert werden. Die Höhe des Sporns hängt von mehreren Faktoren ab. Der Hauptfaktor ist die Leistung des Mischers. Da ein Mischer von Natur aus ein nichtlineares Gerät ist, existieren viele Harmonische, die innerhalb des Teils erzeugt werden. Je nachdem, wie gut die Dioden im Mischer aufeinander abgestimmt sind und wie gut der Mischer für Störleistung optimiert ist, werden die Pegel am Ausgang bestimmt. Eine Mischer-Spur-Diagramm ist normalerweise im Datenblatt enthalten und kann bei der Bestimmung dieser Werte helfen. Tabelle 2 zeigt ein Beispiel für ein Mischer-Spur-Diagramm für den HMC773ALC3B. Die Tabelle gibt den dBc-Pegel der Spurs relativ zum gewünschten 1 × 1-Ton an. Tabelle 2. Mischer-Spurdiagramm für HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 — 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 — 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Zusammen mit einer Erweiterung der Analyse, die in Tabelle 1 durchgeführt wurde, können wir ein vollständiges Bild davon erstellen, welche m × n Bildtöne unseren Empfänger und bei welches Level. Eine Tabellenkalkulation kann mit einer Ausgabe ähnlich der in Abbildung 8 gezeigten erstellt werden.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435 ' alt='Abbildung 8'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 8. m × n Bilder für 12 GHz bis 16 GHz Empfänger. In Abbildung 8 zeigt der blaue Teil die gewünschte Bandbreite. Die Linien zeigen verschiedene m × n-Bilder und deren Pegel. Aus dieser Tabelle ist leicht ersichtlich, welche Filteranforderungen vor dem Mischer erforderlich sind, um die Störeranforderungen zu erfüllen. In diesem Fall gibt es mehrere Bildspuren, die in Band fallen und nicht gefiltert werden können. Wir werden uns nun ansehen, wie die Flexibilität der Hoch-ZF-Architektur es uns ermöglicht, einige dieser Ausläufer zu umgehen, was sich die Superheterodyn-Architektur nicht leisten kann. Vermeidung von Störeinflüssen im Empfängermodus Das Diagramm in Abbildung 9 zeigt einen ähnlichen Frequenzplan, der von 8 GHz bis 12 GHz reicht, mit einer Standard-ZF von 5.1 GHz. Dieses Diagramm bietet eine andere Ansicht der Mischerspuren und zeigt die Mittenabstimmungsfrequenz vs. m × n-Spiegelfrequenz, im Gegensatz zum Störpegel, wie zuvor gezeigt. Die fett gedruckte 1:1-Diagonallinie in diesem Diagramm zeigt den gewünschten 1 × 1-Spur. Die anderen Linien im Diagramm repräsentieren die m × n-Bilder. Auf der linken Seite dieser Figur ist eine Darstellung ohne Flexibilität bei der ZF-Abstimmung. Die ZF ist in diesem Fall auf 5.1 GHz festgelegt. Bei einer Abstimmfrequenz von 10.2 GHz kreuzt ein 2 × 1 Bildspur das gewünschte Signal. Wenn Sie also auf 10.2 GHz eingestellt sind, besteht eine gute Chance, dass ein Signal in der Nähe den Empfang des interessierenden Signals blockieren könnte. Das rechte Diagramm zeigt eine Lösung für dieses Problem mit flexibler ZF-Abstimmung. In diesem Fall schaltet die ZF von 5.1 GHz auf 4.1 GHz nahe 9.2 GHz. Dadurch wird verhindert, dass der Überkreuzungssporn auftritt.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435 ' alt='Abbildung 9'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 9. m × n-Crossover-Spur ohne ZF-Flexibilität (oben) und Vermeidung von Crossover mit ZF-Abstimmung (unten). Dies ist nur ein einfaches Beispiel dafür, wie mit der High-IF-Architektur Blockierungssignale vermieden werden können. In Verbindung mit intelligenten Algorithmen zur Bestimmung von Interferenzen und zur Berechnung neuer potenzieller ZF-Frequenzen gibt es viele Möglichkeiten, einen Empfänger zu entwickeln, der sich an jede spektrale Umgebung anpassen kann. Es ist so einfach, eine geeignete ZF innerhalb eines bestimmten Bereichs (typischerweise 3 GHz bis 6 GHz) zu bestimmen, dann den LO basierend auf dieser Frequenz neu zu berechnen und zu programmieren. Senderfrequenzplanung mit der Hoch-ZF-Architektur Wie bei der Empfangsfrequenzplanung ist es möglich, die Flexibilität der Hoch-ZF-Architektur zu nutzen, um die Störleistung des Senders zu verbessern. Auf der Empfängerseite hingegen ist der Frequenzinhalt etwas unvorhersehbar. Auf der Sendeseite ist es einfacher, die Störsignale am Ausgang des Senders vorherzusagen. Dieser HF-Gehalt kann mit der folgenden Gleichung vorhergesagt werden: Wo die ZF vordefiniert und durch die Abstimmfrequenz des AD9371 bestimmt wird, wird der LO durch die gewünschte Ausgangsfrequenz bestimmt. Auf der Sendeseite kann ein ähnliches Mischerdiagramm wie für den Empfängerkanal erstellt werden. Ein Beispiel ist in Abbildung 10 dargestellt. In diesem Diagramm sind die größten Spurs das Bild und die LO-Frequenzen, die mit einem Bandpassfilter nach dem Mischer auf gewünschte Pegel herausgefiltert werden können. In FDD-Systemen, bei denen eine Störausgabe einen nahegelegenen Empfänger desensibilisieren kann, können Inband-Störungen problematisch sein, und hier kann die Flexibilität der ZF-Abstimmung nützlich sein. In dem Beispiel aus Abbildung 10, wenn eine statische ZF von 5.1 GHz verwendet wird, existiert am Ausgang des Senders eine Frequenzweiche, die nahe 15.2 GHz liegt. Durch Einstellen der ZF auf 4.3 GHz bei einer Abstimmfrequenz von 14 GHz kann die Frequenzweiche vermieden werden. Dies ist in Abbildung 11 dargestellt.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435 ' alt='Abbildung 10'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 10. Ausgabe gefälscht ohne Filterung.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435 ' alt='Abbildung 11'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 11. Statische ZF verursacht Crossover-Spur (oben), ZF-Abstimmung zur Vermeidung von Crossover-Spur (unten). Entwurfsbeispiel – Breitband-FDD-System Um die mit dieser Architektur erreichbare Leistung zu zeigen, wurde ein Prototyp eines Empfänger- und Sender-FDD-Systems mit handelsüblichen Analog Devices-Komponenten aufgebaut und für den 12- bis 16-GHz-Betrieb im Empfangsband konfiguriert. und 8 GHz bis 12 GHz Betrieb im Sendeband. Zur Erfassung der Leistungsdaten wurde eine ZF von 5.1 GHz verwendet. Der LO wurde auf einen Bereich von 17.1 GHz bis 21.1 GHz für den Empfangskanal und 13.1 GHz bis 17.1 GHz für den Sendekanal eingestellt. Das Blockschaltbild des Prototyps ist in Abbildung 12 dargestellt. In diesem Diagramm ist links die X- und Ku-Wandlerplatine und rechts die Evaluierungskarte AD9371 dargestellt.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435 ' alt='Abbildung 12'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 12. Blockschaltbild für ein X- und Ku-Band-Empfänger- und -Sender-FDD-Prototypsystem. Verstärkung, Rauschzahl und IIP3-Daten wurden auf dem Empfangs-Downconverter gesammelt und sind in Abbildung 13 (oben) dargestellt. Insgesamt betrug die Verstärkung ~20 dB, NF ~6 dB und IIP3 ~–2 dBm. Mit Hilfe eines Equalizers könnte eine zusätzliche Verstärkungsnivellierung erreicht werden, oder eine Verstärkungskalibrierung könnte unter Verwendung des variablen Dämpfungsglieds im AD9371 durchgeführt werden.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/de/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435 ' alt='Abbildung 13'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; Abbildung 13. Ku-Band-Empfängerdaten (oben), X-Band-Senderdaten (unten). Der Sendeaufwärtswandler wurde ebenfalls gemessen und seine Verstärkung, 0 P1dB, und OIP3 aufgezeichnet. Diese Daten sind in Abbildung 13 (unten) über die Frequenz aufgetragen. Die Verstärkung beträgt ~27 dB, P1 dB ~22 dBm und OIP3 ~32 dBm. Wenn diese Karte mit dem integrierten Transceiver gekoppelt ist, sind die Gesamtspezifikationen für Empfang und Senden wie in Tabelle 3 gezeigt. Tabelle 3. Tabelle der Gesamtsystemleistung Rx, 12 GHz bis 16 GHz Tx, 8 GHz bis 12 GHz Verstärkung 36 dB Ausgangsleistung 23 dBm Rauschzahl 6.8 dB Grundrauschen –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, max. (keine AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Leistung 3.4 W Leistung 4.2 W Insgesamt entspricht die Leistung des Empfängers einer Superheterodyn-Architektur, während die Leistung stark reduziert ist . Ein äquivalentes Superheterodyn-Design würde mehr als 5 W für die Empfängerkette verbrauchen. Darüber hinaus wurde die Prototypplatine ohne Priorität hergestellt, um die Größe zu verringern. Mit geeigneten PCB-Layout-Techniken und der Integration des AD9371 auf derselben Platine wie der Abwärtswandler könnte die Gesamtgröße einer Lösung mit dieser Architektur auf nur 4 bis 6 Quadratzoll reduziert werden. Dies zeigt signifikante Größeneinsparungen gegenüber einer äquivalenten Superheterodyn-Lösung, die näher bei 8 bis 10 Quadratzoll liegen würde.

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